Revisit 845

 

 

 

 

Revisit 845

 

High End Audio에서 845는 너무나 유명한 진공관이다.  PP나 싱글 형태 모두 많은 제작사들이 제품을 내 놓았고 많은 자작인들이 이 진공관을 가지고 오디오 암프를 만들었다.  나 또한  PP와 싱글 모두를 만들어 보았고 그동안 만들었던 암프를 해체하고 새로운 회로로 다시 만들기를 반복했었다.

 

845 암프 제품들은 대부분 고가이다.  진공관 자체가 대형관인데다가 양극에 고압이 요구되고 구동전압 스윙이 비교적 높아서 구현이 까다롭다는게 그 한 원인이 될 수 있겠다.  또 다른 원인은 아마도 제품의 특성상 그리 대량생산을 할 수 있는 제품이 아니고 대부분 수제품이 되어 고가가 될 수 밖에 없다는 점도 있을 것이다.  하여튼 845 암프는 흔히 미화로 수만불을 호가한다.  845류의 진공관으로 211이 있는데 특성이 약간 상이하기는 하지만 역시 고압이 요구되고  211제품 역시 대단히 고가이다.  845에 비해 211은 증폭율과 양극저항이 크다.  증폭율이 커서 구동에 요구되는 전압스윙은 상대적으로 작아서 구동단 설계는 그리 어렵지 않다.

 

845를 택할 것인가 아니면 211을 택할 것인가는 아마도 구동상의 어려움과 출력 트랜스 설계의 어려움 중 어느 쪽이 더 어려울 것인가를 선택하는 문제로 귀착될 것 같다.  개인적으로 나는 845를 선택해서 출력트랜스 설계를 완화하는 쪽을 택했지만 옹가꾸 암프를 만든 곤도는 211을 선택하여 구동단 구현의 어려움을 완화시키고 있다.

 

왜 잘 동작하는 암프를 해체하고 새로운 회로를 시도하게 되었는가?

 

그 주된 이유는 구동단에 있다.  또 다른 이유는 packaging 문제이다.  현재로 이 암프는 너무 크고 너무 무거워서 크기와 무게를 줄여보자는 데에서도 새로 제작하려는 동기가 있었다.

 

현재 상태로 나의 845 싱글암프는 샤시만 18인치(457mm) x 19인치(482mm) X 8 인치(203mm)이고 여기에 845를 장착하면 암프가 차지하는 부피가 상당하게 된다.  무게는 정확하 달아보지 않았지만 아마도 100파운드가 넘을 것이다.

 

대부분의 무게와 부피는 전원부에 기인한다.  막대한 크기의 출력트랜스 2개 (Magnequest FS-100), 출력트랜스보다도 더 부피가 큰 거대한 오일 캪 (80uF, 1200V)2개 , 고압용, 저압용, 그리고 A 전원용 트랜스들, 그리고 고압을 위해 직열로 연결된 10개가 넘는 전해콘, 그리고 2개의 정류관들이 대부분의 부피를 차지한다.  물론 대형 출력관 덕분에 출력관 소켓 또한그 부피가  만만치 않다.  여기에 이회로는 입력트랜스를 사용하여 그만큼 부피와 무게를 더하였었다.

 

그러나 암프의 팩키징은 어디까지나 이차적인 문제이고 드라이버 단의 출력파형이 마음이 들지 않아서 재 설계를 작정하게 되었다. 그리고 FS-100출력트랜스를 GM70 Single 암프에 차출당했기 때문에 출력트랜스를 새로 구입하거나 제작해야 하게 되었다.

 

845와 같은 대형관들은 그릿드 회로의 저항이 크면 바이어스가 불안정하게 되는 경향이 있다.  고정바이어스의 경우 845는 500Kohm(?)를 넘지 않도록 경고문이 붙어 있다.  관내의 잔류개스로 인한 양이온이 그릿드 전류를 생성하여 그릿도 회로의 저항이 크면 그 양단의 전합강하가 그릿드 바이어스를 불안정하게 하는 것으로 알려져있다.  RC 결합을 하는 경우 그릿드 저항을 50Kohm 정도로 줄이고 1uF정도의 고용량 카풀링 캪을 쓰는 경우도 보았지만 많은 사람들이 트랜스 결합을 선호한다.  이 경우 그릿도 회로의 직류저항은 수백옴을 넘지 않는다.

 

나의 경우도 입력트랜스를 사용하였었다.  다만 드라이브 전압이 150V 피크로 비교적 높은 전압이 필요한데 사용한 룬달 입력트랜스의 경우 이정도 고압 출력일 때 정현파 출력파형이 둥글게 되는 경향이 있다.  이는 상당한 고조파 찌그러짐이 발생한다는 증거다.  이런 점이 마음에 들지 않아 내가 싱글암프회로에 사용하여 온 직결회로로 드라이버 단을 교체할 생각이 들었다.  동시에 암프를 새로 조립하여 크기와 무게를 대폭 감소시켰다.

 

회로 설계

 

회로 구조는 앞서 필자가 발표했던 다른 싱글 암프들과 동일하다.  캐소드 접지, 직결 2단 증폭단을 뒤이은 CF단에 RC 카플링을 하고  이를 출력단에 직결한 회로다.  따라서 카풀링 캪은 하나 뿐이다.  여기서는 845 출력관이 대단히 큰 전압스윙을 요구하기 때문에 이런 큰 전압스윙을 낼 수 있는 드라이버 관이 필요하다.

 

이런 목적을 달성하기 위해 초단에는 소련제 4극관 6E5P를 3결하여 사용하였고  두번째 단과 CF 단에는 6BL7을 사용하였다.  이 관은 맥인토시 MC350에도 드라이버 관으로 사용되었었는데 상당한 전압스윙을 낼 수 있다.

 

6E5P 3결은 직선성이 좋은 것으로 알려져 있어 호기심으로 사용하여 보았는데 여기에는 6DJ8, 12AT7, 4BS8, 등등 그 어느 관을 써도 무방하다고 본다.  다만 여기서는 직선성을 더욱 증진시키기 위해 부하에 10K ohm의 부하저항과 함께 20mA CCS를 삽입하였다.

이 초단과 직결하여 6BL7반쪽 3극관으로 캐소드접지 증폭을 하고 있는데 다음단의 CF 단은 이득이 1이하임으로 필요한 전압스윙은 이 단에서 실현해야 한다.  처음 시도에서는 이곳 플레이트에도27Kohm 부하저항과 함께 20mA CCS를 삽입하였었지만  이 CCS는 테스트 도중에 문제를 일으켜 제거하였다.

 

이곳 B 공급 전압은 출력관에 공급되는 1000V가 넘는 고압을 약간의 추가적인 디카풀링 회로를 거쳐 공급하였기 때문에 공급전압 만도 거의 1000V에 육박한다.  전단과의 직결로인해 이 단의 캐소드 전압은 185V를 상회하고 풀레이트 캐소드간의 전압을  275V 정도로 잡아도 풀레이트에 걸리는 전압만도 460V가 넘는다.  여기에 부하저항의 전압강하가 500V를 넘으니 공급 전압은 950V를 훌쩍 넘는다. 

 

첫 삽질과정에서 전원을 넣는 순간 우려했던 일이 현실로 들어났다.  즉 4개의 CCS를 하나의 히트싱크에 모두 장착했는데 운모 절연체가 고압을 이기지 못하여 방전을 일으킨 것이다.  히트 싱크는 접지되어 있으니 이 운모 절연체의 양단에 거의 1000V가 걸려 있게 되어 육안으로도 방전이 되는 것을 볼 수 있었다.  결국 이곳에는 CCS를 삽입하는 것은 포기하기로 하였다.

 

일단 CCS를 제거하고 실험한 결과 드라이버 단의 전압스윙은 +-200V 피크, 즉 400V 피크투피크의 깨끗한 정현파 출력을 구현할 수 있었다.  또한 이곳에 사용하던 CCS는 칩이 망가져서 이를 새 칩으로 교환하고 67mA CCS로 개조하였다.  원래 출력관 캐소드(여기서는 필리멘트)는 10옴 전류 측정용 저항을 통해 접지시키기로 했었는데 출력관 풀레이트 공급 전압이 예상보다 높아서 바이어스 전압을 기존 -120V 가 아닌 -170V혹은 더 깊게 잡아야 하는데 그 대신 이곳에 67mA CCS를 삽입하기로 하였다.  -120V 바이어스라면 채널당 150mA 이상의 전류가 흐르기 때문에 정류관이 견디지 못한다.  출력관 그릿드에 걸려있는 -120V 내외의 전압을 그대로 두면 거의 50V의 여유가 생기기 때문에 출력관 캐소드 (여기서는 필라멘트)에 CCS를 삽입해도CCS가 정상적으로 동작하기에 층분한 동작전압이 걸리게 된다.

 

나중에 든 생각이지만 이곳에 CCS를 삽입한 것은 잘한 결정이라고 본다.  -120V의 바이어스 전압은 충분치 못하여 출력관에 과전류가 흐르면서 전원 휴즈를 두개나 태워 먹었었다.  출력관 캐소드( 즉 여기서는 필라멘트) 회로에 CCS를 삽입하니 바이어스가 자동적으로 잡히게 되어 여러가지로 편한 점이 있다.

 

이런 우여곡절을 거쳐 완성된 최종회로도를 그림1에 보였다.  고압 정류에 정류관을 채용한 것은 정류관을 선호해서가 아니라 전압강하를 실현하기 위함이다.  사용한 고압용 전원트랜스가 1000V정도의 AC가 나오기 때문에 실리콘 정류기를 사용한다면  출력관 풀레이트 공급 전압이 너무 높아져서 (거의 1500V 정도) 위험부담도 크다고 생각하였다.  원래 회로에서는 저압, 고압 모두 정류관을 사용했었지만 이번에는 저압정류에는 모두 정류기를 채용하였다.

 

조정과 삽질

 

조립과 배선을 끝내면 전원을 넣기 전에 각 부분을 순차적으로 확인을 해나가는게 좋다.  우선 B전원을 공급하기 전에 히터와 필리멘트 전압부터 확인한다.  모두 직류를 공급하고 있는데 정류과정에서 상당한 전압상승이 있을 수 있기 때문에 히터 전압이 정격이 되는지 확인해야 한다.  약간 낮은 것은 문제가 없지만 높은 경우는 정류회로에 저항을 삽입하는 식으로 정격에 맞추어 주어야 한다.  전압 증폭단의 히터 전압이 과대하게 높으면 암프가 소란스럽게 들린다.

 

이 암프의 경우 6BL7의 히터 전원은 전압이 부족하게 나온다.  중국제 트로이달 ANTEK 트랜스는 내부저항이 크다는 느낌이 든다.  6.3V 3A 정격의  권선을 2개 병렬로 해서 사용하였는데도 6BL7 2개의 히터 전원을 제대로 공급하지 못한다.  이 부분은 정격전압 보다 낮은 전압이 공급되었다.  6E5P 2개의 히터전압은 한국제 트랜스에서 공급하는데 정격전압 보다 약간 높게 나와 0.2옴 저항을 삽입하여 정격에 맞추어 주었다.

 

다음 초단과 CF드라이버단에는 같은 B 전원을 공동으로 공급 받고 있으니  일단 정류관을 빼둔 상태에서 이 두 관의 동작상태를 점검해 보았다.  그런데 초단관 부하저항 (CCS를 제외한) 양단의 전압을 재서 이 부분의 전류를 계산해 보니 24mA가 되었는데 이는 CCS로 20mA가 되어야 하니 정격보다 많이 흐르고 있다는 말이다.  반면 초단관 캐소드 전압을 재 보면 1.35V로 캐소드 전류는 10mA가 약간 넘는다.  전류가 어디론가 새고 있다는 말이다.

 

문제는 초단과 두번째 단이 직결이고 두번째 단의 풀레이트에 전원공급이 없다는 상황에서 발생한 것이다.  두번째 단의 풀레이트 전압이 걸려있지 않은 상태에서 두번째 단의 그릿드에는 초단의 풀레이트 전압 (거의 150V)이 걸리게 되니 이 그릿드는 마치 플레이트처럼 동작하게 되고 이 두번째 단은 2극관으로 동작하고 있는 것이다.  두번째 단의 캐소드 전압을 재 보니 거의 140V 가깝게 걸리고 있다!  이 직결회로를 잠시 떼어두고 다시 동작시켜 보니 초단의 풀레이트 전류는 예정대로 20mA 정도가 흐르고 있다.

이 암프는 삽질과정에서 상당히 애를 먹었다.  암프 회로의 샤시가 너무 협소한게 무엇보다도 트라불 슈팅에 많은 애를 먹게한 원인이다.   이 암프 회로에는 채널당 3개씩 모두 6개의 CCS가 사용되고 있는데 그중 2개와 4개가 각각 하나의 히트싱크에 장착되었다.  앞서 언급한 대로 처음에는 두번째 증폭단 풀레이트에 삽입했던 20mA CCS는 절연문제로 제거하였고 이를 67mA CCS로 개조하여 출력관 캐소드에 삽입하였다.

 

드라이버단 동작 측정.

 

먼저 고압 B 전압은 1000V가 넘어 내가 가지고 있는 테스터로는 그냥 잴 수 없어 중간지점을 재 보았다.  554V 가 나오니 B1 전압은 1108V 인 셈이다.  B3 전압은 여기서 대략 100V 강하시켜서 공급하였으니 1000V 정도가 되는 셈이어야 하는데 별도로 잰 값과는 잘 일치하지 않는다.  가지고 있는 테스터가 싸구려 중국제라 그런지 측정값의 정확도는 보장할 수 없다.

하여튼 각 부의 잠정적인 측정결과는 다음과 같다:

 

V1 풀레이트 (145, 141) 캐소드 (2.35, 2.3)  B2 공급전압 424V

V2풀레이트(464, 493) 캐소드(162, 157)   부하저항 37Kohm 양단 전압 (657, 629)

V3풀레이트(191,191) 캐소드(-121, -132) 그릿드(-144, -154)  C전원 공급전압 (-446)

여기까지는 출력관을 뽑아 놓은 상태에서 잰 값이니 출력관을 장착하면 고압 B 전압은 어느정도 감소할 것이다.  그리고 괄호안의 측정값들은 각각 R, L 두 채널 의 값이다.

 

이 상태에서 (샤시를 뒤집어 놓은 상태에서) Left채널에 0.4V pp 입력에 175V pp 출력 (1KHz 정현파)을 얻었으니 드라이버단의 총 이득은 180/0.4 = 437(약 53dB)배가 된다.  예상보다 이득이 큰데 이는 다시 확인해 보아야 할 것 같다.  지금은 회로가 바뀌었지만 전에 재 보았을 때는 초단관에서 27배, 두번째 던에서 11배로 전체 이득이 324배이고 CF 단을 거치면 이보다 작아져야 한다. (300이하)  육안으로 보았을 때 출력 전압은 400V pp를 넘겨도 정현파의 찌그러짐을 관찰할 수 없었다.  이 점에서는 설계 단계에서 설정한 목표를 충분히 달성했다고 본다.  이 전에 사용한 룬달 입력트랜스는 최대 360pp를 낼 수 있다고 하지만 300 V pp만 넘겨도 상당한 찌그러짐을 관찰 할 수 있었으니 새로 만든 드라이버단이 훨씬 우수해 보인다.

 

한편 6BL7의 경우 V2 는 플레이트-캐소드 전압이 300V가 채 되지 않고 전류는 18mA 가 못되니 양극 손실은 5.4W 가 채 되지 않는다.  V3는 300V가 약간 넘고 전류는 20mA 정도이니 여기서는 양극 손실이 6W를 약간 상회할 것이다.  6BL7은 두관을 동시에 동작시킬경우 허용손실이 12W이니까 현재의 동작상태는 허용범위 안에 있다.

 

일단 이 시점에서 드라이버 단의 주파수 특성을 잠깐 살펴보았다.  이 측정은 0.2 uF의 캪을 연결하여 직류를 차단한 상태에서 측정하였으니 실제 특성은 이보다 약간 좋을 수 있다.  V1 플레이트에서는 4V pp 출력일 때 1dB 감쇄점이 50KHz, 2dB 감쇄점이 85KHz, 3dB 감쇄점이 115KHz로 관찰되었다.  V2, V3 플레이트 에서는 출력을 80V pp로 맞추어 놓고 측정하였는데 1, 2, 3 dB 감쇄점이 각각 50KHz, 82KHz, 108 KHz로 관찰되었고 V3 캐소드, 즉 CF단의 출력은 1, 2, 3dB 감쇄점이 각각 60KHz, 82KHz, 115KHz로 관찰되었다.  여기서 CF단의 주파수 특성이 그 전단보다 약간 좋아진 것으로 보이는데 이는 아마도 CF 단의 100% 피드백 효과가 아닌가 생각된다.  이 정도의 주파수 특성이라면 특히 좋은 것은 아니지만 또 특히 나쁘다고도 볼 수 없다고 본다.  싱글 암프의 드라이버 특성으로는 충분하다는 생각이다.  (계속)